High Frequency Oscillations Focus on driver coupling

 

　　Stefan Schuler 赛米控公司研发工程师

 

　　通常对驱动器和功率模块之间的耦合所给予的关注太少。然而，许多问题可以追溯到该接口，如IGBT非常迅速地开关时，或短路时出现退饱和。本文概述了一些潜在原因方面的注意事项。

 

　　1  驱动器和连接

 

　　驱动器的首要任务是提供IGBT导通和关断所需的电能，并在输入信号之间建立电隔离。

 

　　图1给出了为上管和下管提供电隔离的驱动器基本原理，如通过两台变压器。下游电路是信号处理和实际的驱动级。除了+15 V的典型激活电压和负的截止电压，电源可为逻辑电路和微控制器提供额外的电压。与功 率模块之间的连接通常通过根据经验确定的门级电阻。一系列复杂的测试程序确保模块在任何情况下安全正确地开关。

　　图1: 带驱动原理的半桥电路

 

　　2  关注寄生效应

 

　　电耦合可以产生一个大大简化了的等效电路图（图2）。它显示了正在开关的下管IGBT（BOT）、其寄生电容和集成串联电阻、负载LLOAD以及上管分支中的续流二极管D。寄生电感LD和LE（也称为漏感）代表二极管和IGBT的导体导轨和绑定线。在驱动器侧，原理图显示了一个带电源的推挽输出、门级串联电阻和寄生导体导轨电感LS1。

 

　　驱动器的输出电压UA是平行于实际的门级-发射极电压uGE和发射极支路中的寄生电感压降uLE。 IGBT 内部的电流变化产生感应电压uLE，该电压等于LE乘以diE/dt。发射极侧的绑定线被快速地确定为寄生电感的主要来源。作为一个经验法则，是根据绑定线每毫米1纳亨计算出来的。较大的电流变化容易诱发几伏的电压。然而，欧姆电阻可以很容易地被忽视，因为每个绑定线只有约5-10毫欧， 例如在一个75A的芯片中，电压 会清楚地低于100mV。

　　图2: 带驱动器连接的等效电路示意图

 

　　3  耦合的LC电路

 

　　仔细看看图片2，该图显示了第一个LC电路，由元件LS1，LE（归纳为LS）和门级-发射极电容CGE组成。 门级串联电阻Rg,int和ROn/Off归纳为Rg ，对LC电路产生阻尼作用。一方面，这导致谐振角频率向更小的ω值  移动，另一方面，同时谐振频谱变大，振幅衰减。总之：品质降低。第二个LC电路由中间电路的寄生元件、正被深入观察的IGBT和连接驱动电路的寄生电感LE组成。

 

　　最后，还有第三个LC电路，包括密勒电容CGC以及有限的但由频率定义的IGBT开关时间。

 

　　因此，可以通过两种不同的机制影响驱动器：一方面，通过发射极的电感LE，在另一方面，通过如上所述的密勒电容。

 

　　接下来的章节将寻找更多的细节，来探讨每种情况下上述影响中的哪一种将占主导地位，导致整个系统的振荡倾向。

 

　　4  发射极电感的影响

 

　　发射极寄生电感可测量的影响仅限于大的电流变化，这主要发生在进行开关的时候。分析导通过程（图3和4），首先可以看出一个负反馈阶段变成一个正反馈阶段。这种情况是因为二极管的反向恢复电荷，该电荷放电时会带来一个正反馈，因为发射极电流减小，使得在很短的一段时间内di/dt为负。然而，关断过程的特征是独有的负反馈阶段。在这两种情况下，耦合电平的比例是由一个时间窗口内将要被切换的电流强度确定的，而在导通过程中，所述续流二极管的恢复电荷需要加以考虑。一般情况下，负的发射极耦合是一个理想的情况，因其通过将各个IGBT的有效电流斜率同化，从而有助于整个系统一定程度的稳定。

　　图3: 具有100ns斜坡时间的集电极电流导通过程（10-90%）。

 

　　资料来源:Dominic Malane [5]

　　图4: 导通过程中的门级电压曲线（摘自图3）。绿色显示8个并联发射极绑定线（共计2nH） 的感应电压曲线。蓝线是计算出的有效门级电压。

 

　　5  密勒电容的影响

 

　　基本上，密勒效应是一个负耦合，因为迅速下降的发射极-集电极电压（导通时）将引起一个位移电流从 门极流向集电极。IGBT的导电性将会少一些，直到门极电流和位移电流之间建立平衡，这一点可从波形图上具有平坦形状特征的米勒平台看出。位移电流与密勒电容和集电极- 发射极电压变化duCE/dt成比例。然而， 密勒电容自身强烈取决于电压的大小：当uCE等于直流母线电压时密勒电容最小，当uCE低于门极电压uGE时密勒电容最大。当把米勒平台曲线和集电极-发射极电压曲线进行对比时，可以监测到这一现象。

 

　　现在，虽然由驱动器确定的开关时间显着长于IGBT的导通延迟，位移电流将是平缓的，密勒平台将被很好地表达，系统中只含有一个非关键的实际与目标条件之间的差异。然而，当开关过于剧烈，是不可能建立一个稳定的平衡的，这种情况下所引起的大duCE/dt会导致大位移电流，从而带来一个快速改变的门极电位，IGBT因其自身的潜在因素无法快速地补偿该电位。结果是门极和集电极上强烈的谐振。在测试中，在200V的直流母线电压下可能会很容易地产生一个28V的谐振频率。

 

　　6  导通

 

　　当有效的门极-发射极uGE达到阈值电压时，电流慢慢地开始从续流二极管转换到IGBT。该电流变化是发射极 电感上产生感应电压的原因，该电压抵消驱动器电压UA并降低门极-发射极的有效电压uGE - 一个典型的负反 馈情形。

 

　　根据一般的假设，接下来将是di/dt减小，与此同时，负反馈也减小了，由于IGBT的导电性降低，所以电流能够增大，这反过来导致（电流的）高频振荡。这个假设不完全正确，因为事实上，被调制的不是电流而是集电极发射极的电压。电流曲线本身是非常惰性的，变化的速率低，所以发射极电感的感应电压在很宽的范围内几乎保持不变。但是，在这一点上必须区分两种不同的情况：

 

　　1.驱动器开关速度高于IGBT

 

　　2.驱动器开关速度低于IGBT

 

　　在第一种情况下，电流由IGBT的开关行为调制，形成集电极-发射极电压在整个电流被转换至IGBT后 急剧下降的常见曲线。在第二种情况下，最大的电流增加是由环境决定的，即换向过程中的有效电感。这种特定情况允许IGBT进入早期局部饱和，在电流增加的过程中集电极-发射极电压 已经大幅下降（图3）。

 

　　换向过程中发生的集电极-发射极电压降低大多可以被追溯到与路径上的寄生电感有关，可从UZK和uCE 之间的电压差与电流斜率之间的比值计算出。在高速开关的情况下，uCE曲线的平坦特征将消失。

 

　　在很宽的范围内，电流的增加速率是由栅极串联电阻决定的。在以后的开关周期内，当更大的电流被整流到IGBT，时间窗口将相应地扩大。因此，针对diE/dt的条件将稳定，这将产生一个缓慢变化的负反馈，这可能是开关损耗更大的原因，但不会造成任何振荡的倾向。

 

　　不过，对于密勒效应来说这种情况是戏剧性的，特别是对于陡峭的电压斜坡来说（图3中的9.8kV/μs）。从本质上讲，它是一个负反馈，但它根据IGBT的响应时间进行相移。当受到一定频率的激发时，负反馈可能会变成一个正反馈 - 共振的情况下！这表明大位移电流（本例中为2A以上）下存在一个明显的振荡趋势。振 荡将在几个周期后结束，通常在有效的发射极侧的负反馈达到峰值时。

 

　　7  能量转移

 

　　在大diE/dt情况下，发射极的电感为驱动器电路提供能量。供能曲线是连续的且相当缓慢，所以，可能会出现驱动器LC电路无励磁。

 

　　决定频率的耦合驱动器元件是寄生电感和门极-发射极电容CGE（在本例中约为4nF）。在所述的测试 中，门极上的频率达到了约100MHz，有了该一次侧的时间性能，提供反馈的LC电路主要是由IGBT的开关延迟决定的。至二次侧驱动LC电路的耦合元件是门极-集电极电容。

 

　　8  途径

 

　　所以，为了抑制不希望出现的振荡特性需要采取哪些措施呢？

 

　　在大多数情况下，第一种方法将是尝试增加门极的串联电阻。首先，这会增加IGBT的开关时间，其次，这为整个系统提供了一种经典的阻尼方法。较慢的开关时间将有效地减少的位移电流和励磁能量，缺点是开关损耗更高。

 

　　另一种常见方法是通过调节与门极-发射极电容并联的那个电容，有目的地调谐第二个LC电路。由于更好 的电容比，这项措施也会抑制密勒效应。在某些情况下，也应安装上游RC元件，与集成的门极电阻和门极电容一起，将转化成一个R-C-R-C元件群，这通常被认为是一个两级低通滤波器。当两个滤波器的截止频率匹 配时，总的截止频率将被降低到每个单独低通滤波器截止频率的一半。在许多情况下，这是一个非常有用的妥协，然而，也牺牲了一些性能，开关时间更长且损耗更大。

 

　　那么，该怎么办呢？拥有有利的阻抗曲线及高频率是值得期望的。连至模块的双绞线尽可能的短是一个有效且主要是具有成本效益的措施。更重要的是，导轨的智能布线将减少电感，即，在两个相邻层辅助发射极和门级极导轨至少并行布线，甚至采用更好的布局。非常重要的一点是在推挽输出的电源连接器处提供耐脉冲电容器。这些会降低两根电源线对输出晶体管所带来的感性影响。最后但并非最不重要的一点是，应该把重点放在快速和低欧姆输出的晶体管上。当这些措施被严格实施后，可以不用人为地放慢开关速度，就如同无需复杂且昂贵的滤波器一样。

 

　　9  结论

 

　　在功率模块中，寄生电感和电容阻止低损耗的快速开关。新的驱动器设计需要与模块匹配，即在切换过程中，驱动器上的IGBT的反馈必须不能引起振荡。经典的阻尼方法并不总是产生令人满意的结果，通常情况下，这些措施只是在后来才落实到位。在驱动器设计过程中关注接口是更加高效，确保在设计的整个频率范围内低阻抗调整。

 

　　参考文献

 

　　[1]D. Schr?der: "Leistungselektronische Bauelemente", Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2006

 

　　[2]S. Schuler: "Fast Switching IGBTs Create New Challenges", Power Electronics Europe, Issue 1, 2011

 

　　[3]Prof. Dr. Ing. Ulrich Kunze, Skript 2009, Fakult?t für Elektrotechnik, Ruhr-Universit?t Bochum

 

　　[4]Dr. Ing. Günter Schmitt: "Ansteuerung von Hochvolt-IGBTs über optimierte Gatestromprofile", Dissertation 2009

 

　　[5]Dipl.-Ing. Dominic Malane: Untersuchung und Vergleich der Schalteigenschaften eines Trench-IGBTs bei hohen Gatespannungen bis 60 Volt, Diplomarbeit TU Dresden 2012