Abstract: Existing five-level Z-source inverters use two LC impedance networks can significantly increase the overall system cost with numerous passive elements and require a more complex modulator. To overcome these disadvantages and apply the characteristic of single-stage energy conversion in high-power high-voltage application, a topology of diode-clamped five-level Z-source inverter with single impedance network is proposed. It only needs a single LC impedance network, with proper modulation, while achieving the same voltage boost capability like the topology with dual impedance networks. The basic principles of full dc-link shoot through and partial dc-link shoot through in Z-source inverter were given, and a shoot through control method matched for the proposed topologic was analyzed, carrier-based phase disposition (PD) and alternative phase opposite disposition (APOD) technique with shoot-through states inserted were designed. The correctness of shoot-through method and the modulation strategies were verified lastly by simulation.
Key words: Z-source inverter; Diode-clamped; Five-level inverter; Shoot through; Modulation
【中图分类号】TM464 【文献标识码】B 【文章编号】1561-0330(2018)03-0000-00
1 引言
目前,多电平逆变器在高压大功率应用领域成为众多学者研究的热点,其与两电平逆变器相比具有减少隔离直流电源、电压谐波含量少及dv/dt低等诸多优点[1][2]。普通结构多电平逆变器为buck型,为了获得更高的输出电压,传统解决办法是在直流电源与逆变桥之间增加一级boost电路,该方法将逆变器分为两级,在实现了直流升压的同时也增加了系统控制的复杂性及降低了系统的可靠性。Z源逆变器[3]作为一种单级buck-boost变换器,通过逆变器的直通可以方便实现直流升压作用,无需设置死区延时,有效避免了死区效应,减小了电磁干扰等因素造成直通对开关器件的损坏,提高了系统的可靠性[4][5]。
结合多电平及Z源逆变器概念,文献[6]-[9]分别对几种中点箝位型三电平Z源逆变器进行了研究,并设计了适用于所提出拓扑的调制策略。其中[8][9]所述单Z网络结构较[6][7]所述双Z网络结构在系统成本等方面更具优势。为了适应更大功率场合,文献[10][11]研究了一种双Z网络结构的二极管箝位五电平Z源逆变器,该结构相当于两个串联的单Z网络三电平Z源逆变器。由三电平Z源逆变器单Z网络结构对双Z网络结构的改进,本文提出一种单Z网络二极管箝位五电平Z源逆变器。文中针对单Z网络结构,分析逆变器工作原理,基于直流链全直通及部分直通理论,设计了插入直通状态的PD及APOD两种调制策略。最后仿真验证理论分析的正确性。
2 Z源逆变器直通原理
图1所示为两电平Z源逆变器拓扑。由于Z网络的存在,任意桥臂的直通均将直流电源与逆变桥分离且不会危及开关管[3]。其中直通状态因拓扑结构及调制策略的不同可分为直流链全直通和部分直通两种。
2.1 直流链全直通
直流链全直通即逆变器处于直通状态时所有直流电源均串联于直通回路。由图2所示,直通时逆变桥被短接,二极管D截止,电容存储的能量流向电感,其等效电路如图2(a)所示;非直通状态时二极管D导通,直流电源向电容充电,系统运行于传统逆变模式,逆变桥及负载可等效为一电流源,其等效电路如图2(b)所示[4]。图3所示为单Z网络三电平Z源逆变器拓扑,APOD调制时等效电路同2,直通时二极管D1、D2均截止,通过对两相同时段分别进行上下直通控制以实现直流链的全直通[8],A相上直通、C相下直通状态下的全直通路径如图4所示。Z源逆变器全直通时Z网络输出电压峰值及交流输出相电压峰值可表示为:
2.2 直流链部分直通
直流链部分直通即逆变器处于直通状态时只有部分直流电源串联于直通回路。与APOD调制时的直通不同,三电平Z源逆变器PD调制时在每半个开关周期内根据参考电压矢量所处位置选择两相分时段分别进行一次上下直通控制[8],系统工作于两种直通状态的等效电路如图5所示,其中上下直通分别对应上下两个直流电源串联于直通回路。上直通时导通器件为SX1、SX2、SX3及DX2,Vdc1串联于直通回路,二极管D1导通,D2截止;下直通时导通的器件为SX2、SX3、SX4及DX1,Vdc2串联于直通回路,二极管D2导通,D1截止,其中X=a,b,c。为了维持直流升压平衡及减小电感电流纹波,上下直通时间需保持相等[8][9]。
系统稳态运行时Z网络输出电压峰值及输出三相交流相电压峰值:
3 五电平Z源逆变器工作原理
图6所示为单Z网络二极管箝位五电平Z源逆变器拓扑,正常运行时同样工作于非直通及上下直通状态,对应等效电路如图7所示。非直通状态时系统运行于传统五电平逆变模式,而上下直通时实现选择性直通控制。其中上下直通只对应短接相应的外部等效电流源,其余部分维持不变。以A相为例,当导通SA1-SA5时,系统工作于上直通状态,二极管D1导通,D2截止,对应图7(b)等效电路;当导通SA4-SA8时,系统工作于下直通状态,二极管D2导通,D1截止,对应图7(c)等效电路。因此五电平Z源逆变器可以通过改变相应开关管的开关时间使直通时有五个开关管同时导通,该方法只是提前导通或延迟关断相应的开关管,不会增加额外的开关损耗,具有较强的优势[6]-[9]。
三电平Z源逆变器PD或APOD调制时,Vdc1、Vdc2均分时段串联于直通回路,而为了降低系统直通控制的复杂性,五电平Z源逆变器直通时只将Vdc1、Vdc4串联于直通回路,Vdc2、Vdc3运行于传统工作模式。在上下直通时对剩余三个开关管进行导通虽然可以同时对多个直流电源进行直通而增加升压倍数,但导通剩余开关管不但增加了额外的开关损耗,而且使系统的调制算法更加复杂。
五电平Z源逆变器工作时电感电压:
4 五电平Z源逆变器调制策略
由于空间矢量调制是中心化的三角-正弦调制,因此载波层叠PWM可以通过注入零序分量与SVW相互转化[12]。本文基于零序分量注入方法设计了适用于五电平Z源逆变器的两种调制策略。
4.1 同向载波层叠(PD)调制
五电平Z源逆变器同向载波层叠PWM可以优化谐波特性,当参考电压矢量位于图8所示五电平逆变器空间矢量图的不同扇区时,等效SVM所需的零序分量不同[12]。五电平Z源逆变器PD调制时注入零序分量的参考电压波形如图9所示,其数学表达式为:
图13所示为PD调制下的五电平Z源逆变器输出波形。0.5s前逆变器工作于非升压模式,Z网络输出电压与电容电压均等于输入直流电压800V;0.5s后系统升压运行,由式(4)(5),电容电压VC=900V,非直通状态下Z网络输出电压为1000V,上下直通状态下为700V。
图14所示为APOD调制下的五电平Z源逆变器输出波形。0.5s前的运行状态同PD调制;0.5s后系统升压运行,由式(4)(8),电容电压VC=900V,Z网络输出电压在非直通状态下为1000V,上下直通状态下为400V。6 结论
本文对已有两电平及三电平Z源逆变器的拓扑及调制策略进行深入分析,阐述直流链全直通及部分直通原理,提出了一种基于单Z网络结构的二极管箝位五电平Z源逆变器,并设计了直通状态插入的PD及APOD两种调制策略。系统较双Z网络结构在实现相同升压特性的同时减少了成本,且直通状态的插入不会增加额外的开关损耗。仿真结果验证了上述结论,表明五电平Z源逆变器可工作于升压或降压模式,是一种高效的大功率单级buck-boost变换器。
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