关键词：正激变换器；变匝比；三电平变换器；Saber仿真                                                                                                                                                  

Abstract: Due to the instability of natural factors, the output voltage of new energy generation is mostly changed within a wide range, which brings great inconvenience to its application equipment. Therefore, it is especially necessary to design a converter that adapts to wide input changes. Based on the staggered parallel double-tube forward circuit, this paper adjusts the transformer turns ratio by adding a switching tube on the secondary side of the transformer to control the turn-on and turn-off of the switch according to different input voltages to realize the variable turns ratio. For different input voltage ranges, switching between two-level and three-level operation is realized, which simplifies the filter circuit and ensures a more stable voltage waveform. Finally, feasibility analysis is carried out through professional simulation software.

Key words:Forward converter; Variable turns-ratio; Three-level converter; Saber simulation

1  引言
  化石燃料与人类经济社会发展有着必要联系，但是随着工业发展需求及世界人口增长，传统的化石燃料已经远不能满足人类社会发展，新能源发电应运而生且随着其技术的成熟性，已经应用于多种领域。然而，就光伏发电系统而言光照，温度等环境因素对其输入侧电压影响较大，电压变化范围较宽，因此，研究适应宽范围输入电压的直流变换器对于现代新能源电力网显得尤为重要。

本文通过阅读大量文献对比多种电路，最终选用双管正激电路作为该变换器主电路，采用变压器副边双绕组结构，通过控制开关管来调整输出侧的匝数比，使其适应更宽范围的输入电压，配合简单的整流滤波电路，实现其稳定的输出

2  工作原理
   2.1主电路拓扑

    正激电路输出的电流特性比反激式电路好，其变压器只起到传输能量的作用，其高频变压器可以按正常的变压器设计方法，无需考虑磁饱和问题^[5]。该设计采用正激电路做主电路，为达到良好的变匝比效果通过在其二次电压侧增加一组绕组来达到电压二次侧变压的效果。电路拓扑如下图1所示的传统交错并联双管正激电路的基础上，为提高开关频率，减小管子损耗，分别在六组开关管旁各并联一个电容，为自感电动势提供通路，加速其IGBT的开通和截止，防止电子管升温较快及其工作时产生电弧影响；T1和T2为功率变压器。

图1 变匝比交错并联正激电路拓扑

该电路由于副边开关管S5、S6的存在，可以通过变换其工作状态，实现变压器变匝比的功能，使其工作在三电平与两电平模式。为使其电路分析更为简单，现作如下假设：

所有电子器件等均为理想器件，忽略其它的物理性能；输出电容足够大，等效为一个电压源；同一桥臂上的寄生电容大小相等。

2.2  三电平工作模式 

当变换器输入电压在一定范围内变化较为平稳，通过检测电压数值实时控制副边边开关管S5、S6的开关状态，达到变换器三电平输出模式，其器件开关状态、电压波形如下，共分为9种开关模态。

图2 三电平模式下开关管触发脉冲及电压

开关模态1(t₀~t₁)：在进入模态1（t₀）之前，开关管S1~S4处于断开状态，S1，S2上承受电压为U_in/2，S3，S4上承受电压为U_in，副边整流出高电平n₁U_in。原理图见图3。

       (1)          

图3 工作模态1

开关模态2(t₁~t₂)：当到达t₁时刻，将开关管S5导通，S6保持不变，此时二极管D6变成反向截止，负载电流通过S5，D5与T1副边构成回路，整流输出电平n₂U_in，见图4。

    (2)                

开关模态3(t₂~t₃)：t₂时刻，在次断开开关管S5，电路输出电平又变为n₁U_in，工作状态原理图见图5。

       (3)             

式中I_2m(t₃)=0，t₃-t₀=(2D-1/2)T，即I_2m(t₀)=(U_in/L_2m)(2D-1/2)T.

图4 工作模态2

图5 工作模态3

开关模态4(t₃~t₄)：t₃时刻，因二极管断开，变压器励磁电流逐步降为0，二级管D3，D4关断，此时S3，S4寄生电容C_S3，C_S4与T2原边励磁电感L_2m漏感L_2s产生谐振，电流i_2m反向流通。与此同时，S1，S2仍然导通，整流输出电压仍为n₁U_in，原理图如图6所示。

         (4)

式中，

  图6 工作模态4

开关模态5(t₄~t₅)：t₄时刻，开关管全部处于关断状态，变压器原边电流通过D1和D2导通续流。负载电流I_o通过二极管D9续流。此时，T2原边仍处于谐振状态，T2绕组电压为正，D8，D9同时导通，T2副边被箝位为零，此时只有T2原边漏感与S3，S4结电容谐振，T2励磁化电流下降为零，开关管S3(S4) 漏源电压U_ds3(U_ds4)迅速变为U_in/2，直至下一个模态，如图7所示。

图7 工作模态5

           (5)                     

从t5时刻开始，进入下半周期工作状态，同一桥臂的两个开关管工作状态对调，其工作原理与上述类似。
2.3  两电平工作模式

当变换器输入电压处于极限值时，即电压过低或过高，副边开光S5，S6不在高频调制状态，处于常通或常断状态，变换器在两电平模式工作。下面我们只分析高电平下主要脉冲波形，如图8所示在一个开关周期内，变换器有6个工作模态。

图8 两电平模式下开关管触发脉冲及电压

开关模态1(t₀~t₁)：t₀时刻前，各器件和上述三电平模态1类似，变压器副边开关管S5、S6处于常关状态。t₀时刻，S1、S2导通，励磁电流通过D3、D4续流，副边由于S5、S6关断导致D7、D8、D9反向截止，载电流通过D6与T1副边构成回路，副边整流输出电平n₁U_in。如图9所示。

      (6)

图9 两电平模式下工作模态1

式中I_2m(t₁)=0，t₁-t₀=(2D-1/2)T，即I_2m(t₀)=(U_in/L_2m)(2D-1/2)T.

开关模态2(t₁~t₂)：t₁时刻，D3，D4自然关断，此时开关管S3，S4寄生结电容C_s3，C_s4与T2原边励磁电感L_2m漏感L_2S谐振。电流i_2m反向倒流，给S3，S4的漏结电容放电。此时，另一路 S1，S2仍导通，整流输电压仍为n₁U_in，工作原理如图10所示。

       (7)             

式中，

图10 两电平模式下工作模态2

开关模态3(t₂~t₃)：在t₂时刻变压器主边二极管全部处于关断状态，电流通过D1和D2导通续流，副边二极管D5，D6反向截止，负载电流I_o通过二极管D9续流。D8，D9同时导通，T2副边被箝位为零，此时只有T2原边漏感与S3，S4结电容谐振，开关管S3(S4) 漏源电压U_ds3(U_ds4)迅速变为U_in/2，直至下一个模态，如图11所示。

         (8)                           

图11 两电平模式下工作模态3

开关模态4(t₃ ~ t₄)：在t ₃时，S1S2关断，S3S4导通，电路进入下半周期工作状态，其工作原理与上述类似。
3  变换器的控制策略

本文所采用的控制策略是基于控制芯片UCC3895的模拟控制电路，通过比较器LM311来实现其变匝比功能。通过误差放大器及外围电路构成单电压PI环检测电压，驱动信号频率的设置则是通过外接RC震荡回路中电阻电容不同取值得到，关系如式(9)所示，设计频率最大为500kHz。

        (9)                 

                                                                          图12 数字电路控制策略
4  输入电压范围

交错并联双管正激电路的增益表达式为

                   (10)

    式中，U_in为输入电压；U_o为输出电压；D为占空比；n为变压器副原边匝比。要想保持输出电压U_o不变，扩大输入电压U_in的下限，则必须将占空比调制其最大值，忽略变压器应力等因素影响，继续增大变压器匝比n，可以进一步降低输入电压的下限值。反之，将占空比调制最小值，减小变压器匝比来升高输入电压的上限值。这样就实现了扩宽输入电压的范围。
5  仿真验证

由于实验电压过大，条件有限，本设计采用Saber仿真软件对系统进行了仿真验证。仿真实验主电路图如图13所示，开关管的控制脉冲直接采用电平触发模块。

分别取160V、300V、500V 作为输入电压U_in的下限值、中间值和上限值，变换器输出电压U_o波形以及输出电流I_o波形如图所示。仿真表明，变换器在160~500V的电压输入区间均能正常工作。

                                                                             图13 变匝比双管正激电路仿真主电路图

图14 160V输入电压波形

图15 300V输入电压波形

图16 500V输入电压波形

由仿真波形可知，在输入电压U_in为160V、300V与500V时，输出电压U_o分别为373V、369V与368V，输入电压基本稳定在370V。输出电流基本稳定在3.7A左右，仿真结果符合理论分析结果。
6  结论

本文提出了一种基于双管正激电路的变匝比技术，通过进行详细的理论分析与仿真验证，最终证明其应用的可行性。该变换器结构简单，易于控制，对于当前新能源发电技术输入电压不稳这一弊端，有很大的应用前景。

参考文献：

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   [4] Han-Dong Gui, Zhiliang Zhang, Xiao-Fei He, and Yan-Fei Liu. A high voltage-gain LLC micro-converter with high efficiency in wide input range for PV applications[C]. 2014 Twenty-Ninth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC),2014: 637-642.

   [5] 柯福波，宋文君，等. Saber电路仿真及开关电源设计[M]. 北京: 电子工业出版社,2017.

   [6]  Hu Jingying，Sagneri A D，Rivas J M. High-frequency resonant SEPIC converter with wide input and output voltage ranges[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(1)：189-200．

   [7] 洪峰，万运强，赵鑫，等．一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器[J]. 中国电机工程学报, 2014,34(21)：3397-3404.

作者简介：

杨帅（1995年）男 电气信息学院 硕士研究生在读 大连交通大学  

研究方向为电机与电力传动