本文的目的是更详细地解释元件的参数，指出确定不同参数的方法可能存在的差异，并帮助用户分析数据。

传导电流

　　通常情况下，对比是基于IGBT额定电流进行的。但是，必须铭记在心的是存在不同的电流数据，如果被错误地解释，则可能会导致误解。“额定电流”I_Cnom是芯片的额定电流，通过制造商为芯片技术定义的每平方毫米电流密度计算得到。计算过程中没有考虑与模块设计相关的特性。对于该电流，给出了正向电压和开关损耗。相反，电流I_C被指定为“额定最大值”，指的是在一定温度下IGBT可连续传导的直流。该电流值是为具有最大正向电压和使用最高结温的组件而确定的。本规范包括了模块的电气和热性能（R_th）。由于额外开关损耗和结温的安全余量，该电流值在实践中很少达到。对于某些模块，最大电流受限于端子而非芯片，在这种情况下，必须指定最大端子电流（I_t(RMS)）。

　　为IGBT设定的正向电压V_CE(sat)和为续流二极管设定的V_F值实际上与模块的主端子有关，即它们应根据端子等级来设定。这包括端子上的压降。由于功率密度更高和半导体特性的改善，相比于半导体损耗，端子上的损耗不再可以忽略不计。考虑到热尺寸，应该分别指定芯片（即在芯片级）和端子（r_CC’-EE’）上的压降是有道理的。端子压降如下：

单独的规范为用户提供了便利，用户可以分别计算芯片损耗和端子损耗。例如，通过300A电流r_CC’-EE’ = 1m的模块产生90W的端子损耗。相比之下：对于这样的电流，半桥模块中的四个半导体（2 个 IGBT + 2个二极管）会产生大约700-800W的损耗。只有芯片的损耗与芯片发热有关。


 

[图1：400A SEMITRANS模块在芯片级和端子级的不同正向特性，包括来源于V_CE0和r_CE的等价直线]

　　V_CE0和r_CE的数据来自正向特性的近似直线，如图1中的例子所示，数据是通过25％I_Cnom和100％I_Cnom两点生成。1。这些是通过计算得出的辅助值，旨在帮助用户计算功率损耗。在同样的芯片高温，相同的测量点（芯片或端子）和相同的测量电流（I_Cnom）下进行正向电压的比较也是出于同样的目的。并非所有的制造商在数据表中包含了测量点。对于芯片级的测量，有一个提示，即所有基于同一种芯片技术的IGBT模块的V_CE(sat)值大致相同。对于端子级的测量，数据规格取决于I_Cnom。

开关
　开关能量（E_on、E_off、E_rr）和开关时间（t_d(on)、t_r、t_d(off)、t_f、t_rr）并不仅仅取决于半导体自身，还取决于周围的环境。杂散电感、驱动器输出或电机电缆和滤波能力都影响开关特性。因此数据表中的值只能被视为典型值。当比较不同的数据表，甚至查看实验室测试与实际结果对比时，一些重要的因素必须考虑进去。大多数的制造商，包括赛米控，提交的是感性负载下的开关特性，因为这最接近驱动的实际用法。少数厂家提交的是阻性负载的数据，因此开关损耗和开关时间远小于感性负载下的数据。存在差异的深层原因在于不同的集成限制，作为时间函数的开关损耗决定了开关能量。这些限制应分别在增大或减少值的1-2%时开始和终止。 在定义开关时间时使用10％的限制，会导致开关损耗过低。有关的负载条件和集成限制的数据可在制造商的技术说明或应用指南中找到。

　　因为开关速度与门极电阻R_G有关，所以做开关能量的对比通常是为了确定门极电阻R_G。但是，即使是对于同样的芯片技术，这也并非总是可行的，因为控制电路中的正、负反馈效应都决定开关速度。一个更好的方法是通过比较确认di_C/dt和dv_CE/dt，因为此时的干扰水平是可比较的。在考虑功率损耗时，根据E_sw= f(R_G)曲线必须考虑门极电阻的变化。这条曲线起点未被直接指定为最小门极电阻，但IGBT仍旧可以安全开关。不排除有更小的R_G值，但首先应该与制造商核对。

　　整流电路中的杂散电感意味着导通负载的减少，特别是在低直流传输电压（如300V）的情况下，保证了非常低的导通损耗。这在很大程度被关断过电压抵消了，这就是为什么在刚性开关应用中必须考虑导通和关断损耗的总和。通常开关损耗的规定仅取决于电流。对于开关能量对比来说，其他比较重要的参数是所施加的电压和结温。下列公式可被用来将参考点“ref”用于其他条件，然后得到一个可接受的近似结果：

门极电荷Q_G也许在数据表中为不同的关断电压（负驱动电压-15V/-8V/0V）指定。如果仅对正电压给出了曲线，曲线可从电压平台以上的电压上升段扩展到负值区。Q_G只轻微地依赖直流传输电压，因为该电容要对米勒电容充电。对于高电压，电容非常低，这就是为什么对门极电荷的影响也是最小的。温度依赖性可忽略不计。

热耗散

　　散热能力由R_th的值指定。在功率半导体模块中，假设总的热损耗都是通过组件（模块）表面耗散的。热电阻是通过两个测量点（T1、T2）之间的温差和功耗（P_V）计算得到的。


 

[图2：IGBT模块温度测量的可能参考点和结果以及所计算出热阻的不同分配]

　　测量点的不同选择可导致热阻分配的变化（见图2中的T_S1和T_S2）。对于芯片（结）至底板（壳体）热阻R_th(j-c)的规定，仍是相对一致的。这里，底板温度测量点位于芯片的正下方。然而，对于底板和散热器之间的热阻（R_th(c-s)）的规定，有各种各样的定义。模块下方散热器的表面温度比旁边的高。赛米控为模块旁的一个测量点T_s1指定了热阻R_th(c-s)。该点上相对较高的温差导致大的R_th值。其他制造商是根据测量点T_S2来指定该值的。从底板至该热点的较低的温差导致R_th值小。这就是为什么为相同尺寸、标准模块外壳而指定的R_th值往往很不同。

　　R_th(c-s)可以继续根据每个模块或每个半导体指定。使用热阻进行一维建模总是在模块内部各个组件之间的热耦合方面导致错误。对于每半导体的规定电阻R_th(c-s)，尽管有良好传导特性的铜底板，半导体之间的热耦合是被完全忽视的。如果R_th(c-s)是为整个模块而给定的，这意味着一个模块内半导体之间的完全耦合。此外，R_th(c-s)当然也依赖于模块的组装，例如，螺丝拧紧力矩、散热器质量或者导热涂脂的厚度和导热率，这就是这个值只能以典型值的形式给出的原因。

　　对于没有底板的模块，测量时“底板温度“点无法使用，这就是在这种情况下，R_th(j-s)被直接指定为芯片下从芯片到散热器的热阻。因此，在比较有底板和无底板模块时，使用至散热器的总R_th(j-s)。

 

结论

　　如果遵循一些步骤，可以进行不同制造商和模块的静态IGBT参数对比。伴随着一些限制，倘若有关的测量点已知且从芯片到冷却介质的整个路径被考虑在内，同样适用于热电阻。最困难的对比是开关特性。此时，考虑di/dt或dv/dt是至关重要的。理想的情况是在实际应用中进行直接对比，把温度、损耗和干扰辐射测量考虑在内。

　　IGBT模块制造商通过以可在类似应用的条件下计算功率损耗和温度的工具的形式[http://semisel.semikron.com/]向用户提供支持。这样的计算比纯基于数据表的考虑在模块适用性方面提供更多有意义的结果。